1 引言
如今，节能减排、绿色环保已成为全世界各个国家的共识。跟据国际能源署( IEA) 估计，商业和住宅照明用电量占全世界每年发电量的20%。因此，世界各国纷纷致力于以更高能效的方案来替代低能效的现有光源[1 ～ 3]。发光二极管( LED) 具有低能耗、高流明、长寿命、低污染的优点。随着技术的进步，制造成本不断下降，LED 照明成为一种极为引人注目的替代光源解决方案[4]。近几年来，LED 照明在普通照明产业中不增长。根据国际电工组织颁布的IEC-1000-3-2-C 电流谐波限制标准，高功率因数和低输入电流谐波成为交流供电LED 驱动器的强制设计要求[5]。近年来，很多学者陆续提出了多种适用于LED 驱动的PFC 拓扑和控制策略[6 ～ 7]。针对LED 照明中可调光这一需求，少数厂商推出了基于DC LED 照明的调光方式，采用连续或断续的方式调节流过LED 的电流大小，来改变LED 灯的发光亮度，这些调光产品必须经过AC /DC变换后，才能在现有的供电模式( AC2200V 50Hz或AC110V 60Hz) 中使用。随着LED 照明技术的进步，针对AC LED 照明的研究方兴未艾，但AC LED照明下的调光方法鲜有文献报道[3]。本文简要分析了AC LED 照明中相控和PWM 调光模式的工作原理，并进行了实验对比分析。
2 相控调光器
调光器是一种常见的电力电子照明设备，在商业和住宅照明中大量使用，它具有使用方便和节能的优点。照明中广泛使用的调光器主要采用可控硅控制技术，其电路工作原理有前沿和后沿相控两种方法[4]。图1 是可控硅相控调光器的基本电路，AC是输入工频220V 交流电，负载为AC LED，T1 和T2 是两个可控硅或一个双向可控硅TRIAC，可调电阻R1 和电容C1 组成可控硅门极触发电路。正弦波输入电压过零点后，延迟一段时间，即相控角为( α) 时，触发可控硅T1 导通，到下一个交流电压过零时T1 被反相截止; 然后，再到下一个相控角( α) 时再触发可控硅T2 导通，到下一个交流电压过零时T2 又被反相截止，这样周而复始地工作。相控调光器的输出电压由式( 1) 给出:
为了简化分析，只讨论输入电压在正半周期时的工作情况，负半周期的工作情况与此类似。由电路原理可知，可控硅的相控角( α) 与R1、C1 组成的时间延迟电路有关。当R1、C1 的参数不变，输入电压波动时对触发相控角的影响如图2 所示。输入电压( 蓝色点划线) 正常幅值为Vin，某一时刻，由于电网电压波动，电压幅值升高到Vin1( 蓝色实线) ，这时，触发相控角减小到( α - β1) ，角( β1)是由于输入电压增加到Vin1影响的结果，输出电压Vout( 红色粗线) 也相应变大，如图2 ( a) 所示。当电压幅值下降到Vin2( 蓝色实线) 时，触发相控角增大到( α + β2) ，角( β2) 是由于线路电压降低到Vin2时影响的结果。输出电压Vout( 红色粗实线)也相应下降，如图2 ( b) 所示。这样，线路电压波动时，相控调光器将放大灯光的明暗闪烁程度。
另外，相控调光器输出电压波形在触发点处有一个很陡的前沿，电压从零跳变到输入值。如果灯具是电容性负载时，由于电容器两端电压不能突变，电路中会产生峰值很高的浪涌电流，这种浪涌电流将产生电磁干扰( EMI) ，引起电网质量下降，甚至会干扰附近的其他电子设备[5]。为了减少其电磁干扰，需要在负载电路中串联一个体积较大的电感线圈，使被斩波后的输出波形前沿变缓。为了降低浪涌电流，文献[4]提出了在相控调光器中，由可关断器件MOSFET 或IGBT 取代可控硅，其工作原理与可控硅相控调光原理相反，这种调光方法又称为后沿相控调光。当输入电压过零时，立即触发导通开关管，输出电压由零开始上升，导通一段时间后，即导通角为( β) 时，控制电路关断开关管，由于输出电压和电流在变化过程中，不存在向上的突变，这种后沿相位调光器最大限度地降低了浪涌电流，输出电流波形比较平滑。后沿相位调光器的输出电压由式( 3) 给出:
后沿相控调光器输出电压与前沿相位调光器控制过程相反，导通角( β) 越大，输出电压Vout越大，亦越接近于输入电压Vin。开关器件关断瞬间，电流突然断续，di /dt 将会很大，如果电路中没有设计续流回路，将其直接应用于电感性负载时，会引起严重后果，但后沿相控调光器与容性负载有极好的适应性。所以，在实际相控调光电路中为降低di /dt 和dv /dt，必须在开关电路中加入RC 缓冲吸收电路，以降低电磁干扰。
由上分析可知，相控调光器的本质是斩波降压，其输出波形明显变形，且产生大量谐波电流。由公式( 2) 和( 4) 可知，相控调光器的功率因数低，如果前沿相控调光器触发相控角( α) 接近( π) ，或后沿相控调光器导通角( β) 接近( 0) ，功率因数更低。当( α = β = 90°) 时，即在输入正弦波电压最大峰值处导通，在这种情况下，谐波电流最严重，应用中需要在负载电路中串联一个体积较大的滤波电感。
3 PWM 调光器
PWM 调光器是在小段时间内启动—停止、重新启动—停止，断续给负载LED 供电，这个启动和重新启动循环的频率必须快于人眼可以感知的速度，以免出现光闪烁。LED 的发光强度与通过LED 的电流大小成正比，即与调光器输出电流波形的占空比成正比，可有式( 5) 给出。
这里，Iin是流过LED 的额定电流，Iout是调光器输出平均电流，D 是占空比，T 是开关周期，ton是导通时间，toff是关断时间。
图3 是PWM 调光器基本电路，主电路开关器件由两个功率MOSFET 反串联组成，两个MOSFET开关管T1 和T2 反串联，它们的源极s1 和s2，栅极( 控制极) g1 和g2 分别并联在一起，可以用一路PWM 信号控制其导通或关断，D1 和D2 是两个MOSFET 开关管T1 和T2 的体内寄生二极管。输入滤波器由C1、C2、C3、C4 和L1 组成，EMI 滤波器用来抑制PWM 调光器产生的高次谐波电流。一个开关周期中的两种工作状态如图4 所示。在T1 或T2 导通期间，电流流过负载AC LED。当开关管T1和T2 截止时，电流断开。由于PWM 调光器的占空比与输入电压无关，当电网电压波动时，控制电路自动调整占空比，使PWM 调光器的输出电压稳定在给定值。开关频率越高，光闪烁越小。所以，PWM 调光器在输入电压波动时不放大光闪烁。
4 实验结果
为了验证前面的分析结果，针对晶越光电科技有限公司的照明灯具用10W AC LED 球形灯设计了相控和PWM 调光器。PWM 调光器电路主要元器件参数如下: 滤波电感L1 为10mH，电容C1、C2、C3 和C4 分别是330μ、220μ 和1μ，T1 和T2 为MTH12N50，开关频率20kHz，输出最大功率30W。在相同的输入电压和负载条件下，相控调光器和PWM 调光器输入电流所含谐波电流测试结果如表1所示。结果表明，相控调光器的谐波失真THD 为108%，3 次谐波电流为82. 7%; PWM 调光器的谐波失真显著减小，THD 为46%，3 次谐波电流为43. 6%。
相控调光器相控角为90°，电压上下波动时的波形如图5 所示。图5 ( a) 是相控调光器在输入电压为220V、输出电压为195V 的波形。图5 ( b) 是相控调光器在输入电压为200 V、输出电压为165 V的波形，输入电压变低使R1 ～ C1 延迟电路充放电时间变长，双向可控硅调光器的相控角增大，延迟触发导通可控硅，造成输出电压下降。图5 ( c) 是相控调光器在输入电压为240V、输出电压为216 V的波形，输入电压变高使R1 ～ C1 延迟电路充放电时间减小，可控硅调光器的相控角减小，提前触发导通可控硅，造成输出电压增大。因此，当输入电压波动时，直接影响相控调光器的R1 ～ C1 延迟电路，影响其充放电时间，使可控硅的相控角增大或变小，造成输出电压比输入电压波动幅度大。在这 种情况下，会增强灯光明暗闪烁程度，即输入电压波动时，相控调光器会放大光闪烁。
PWM 调光器在占空比为0. 5，输入电压上下波动时的波形如图6 所示， 图6 ( a ) : 输入电压220V，输出电压为195V。图6 ( b) : 图6 ( a) 条件下的放大1000 倍的波形图，这时，PWM 调光器的开关频率为98 千赫。图6 ( c) : 输入电压为200V，输出电压为179V。图6 ( d ) : 输入电压240V，输出电压为202V。由于PWM 调光器的占空比与输入电压无关，当占空比不变时，其输出电压与输入电压呈线性关系，所以，PWM 调光器不放大由输入电压波动引起的灯光闪烁。在额定输入电压220V 下，PWM 调光器带10W 的AC LED 灯进行调光实验，调光范围为( 0 ～ 100%) ，LED 输出流明与调光器的输出电流之间近似呈线性关系。在负载额定功率下，电路功率因数为94. 1%，电源转换效率达93. 6%。
5 结论
在现有照明供电模式下，分析了AC LED 照明下相控和PWM 调光器的工作原理，针对照明灯具用10W AC LED 球形灯设计了相控和PWM 调光器。实验结果表明: PWM 调光器功率因数高，能够输出正弦波电压和电流，降低输入电流中的谐波电流;PWM 调光器的开关频率高达20kHz，减小了输入滤波器的体积; PWM 调光器在调光过程中，不放大由输入电压波动而引起的灯光闪烁。该调光器在家用和商业照明中有较广的应用前景。
