随着大功率LED光源的大量使用，对LED驱动器的技术要求是与日俱增。本文提供LED照明应用针对18W外置电源的设计。CSC6562A应用在由临界电流模式控制IC所控制的反激转换电路，能够高效率，高性能。同时提供各种保护以提高驱动的可靠性。
基于CSC6562A+A433实现的LED驱动电源设计
反激AC-DC转换从成本和功率密度的角度，仍是比二级转换更具吸引力的解决方案。反激AC-DC转换器可直接将AC输入电压转换成DC输出电压，并且不需要前稳压器，如图一所示：
图一 反激AC-DC转换器
图二所示是返驰式反激AC-DC转换器的电路图。CSC6562A是作为控制器使用，并应用CV（恒定电压）和CC（恒定电流）模式反馈电路，以防止过载和过压的情况。在LED照明中，输出一定是满载的情况，且如果LED的接面温度升高的话，LED的正向电压会降低。因此，在正常状态下，应该用CC模式来控制输出，而CV模式仅用于过电压保护。
图二 返驰式反激AC-DC转换器的电路图
CSC6562A是CRM PFC控制器；其开关的开启时间是固定的，但关闭时间则会随着稳定状态而改变。因此，切换频率会随着图三中所示的输入电压变化而变化。
图三 切换频率随输入电压变化
图四所示为一次侧开关电流，二次侧二极管电流和闸极信号理论波形的图解。在零电流情况下，MOSFET Q 开启时，快恢复二极管（Fast Recovery Diode,FRD）Do 是关闭的，而在硬式切换的情况下，Q关闭时Do是开启的。
图四 理论波形
设计范例
此处为使用CSC6562A实现的针对18W返驰式AC-DC外置电源的设计指南。
表一所示为应用的系统参数。
表一 系统参数
1.返驰式变压器的设计
在返驰式转换器中，变压器是较容易饱和的，因为它只用于B-H回路的第一象限。此外，如果在临界导通模式中运作，则峰值电流会比在连续导通模式中高很多。因此，此处应该插入气隙以防止变压器饱和。
在返驰式反激AC-DC转换器中也应该考虑合适的匝数比N1/N2,因为MOSFET的最大电压额定值和快恢复二极管（Fast Recovery Diode,FRD）与变压器的匝数比强烈相关。根据变压器的匝数比，MOSFET的漏极和源级电压额定值Vds与FRD的逆向电压额定值VR之间，存在着一种权衡关系。匝数比（N2/N1）较大时，FRD的VR要高，但MOSFET的Vds要低。相反地，匝数比较小时，会对MOSFET形成较高的电压压力，但FRD的VR会降低。
从Po=η﹒Vin﹒Iin可得知，最大线电流为：
如果切换频率fs远高于AC线频率fac，则可假设在一个切换周期内的输入电流是恒定的。 sfacf若要定义变压器的激磁电感，就必须定义最大周期。当应用最小输入电压时，最大切换周期发生在输入电压的峰值I in(max)_pk。此峰值可定义为：
其值分别为:
变压器一次侧电压VT定义为：
同样，峰值电流为：
因此，激磁电感可用下列公式求得：
有数种方式可用来定义所需电感的匝数，但最普遍和最简单的方式是使用AL-值。将AL-值套入下列公式中便可获得匝数：
但是，如果在磁芯中插入气隙，设计人员便应找出AL-值。此应用方案采用EFD25磁芯骨架，因此可通过方程式（6）算出一次侧的匝数为75。实际绕制变压器，一次侧匝数为70。实测激磁电感为1.12MH。
利用下列方程式算出二次侧匝数为：
实际绕制，输出调整为33圈。
2.MOSFET 和 FRD
MOSFET压力应力计算方程式为：
其中Vsn是缓冲电路的最大电容器电压，Vf为返驰电压，VLr为在变压器漏电感处的振铃电压。Vf可由
推到而得，而VLr一般估计为返驰电压Vf的1.5倍。因此，MOSFET的最大电压可用下列公式求得：
最大RMS电流和峰值电流分别为：
因此，在考虑到余量时，会选择N通道增强型MOSFET,7N65C（650V,7A）。
FRD的最大逆向电压和顺向峰值电流分别为：
因此，在考虑到余量时，会选择SF26.
3.缓冲电路设计
图五 缓冲电路
在返驰式转换器中，Lleak和Coss之间的谐振会导致极高的电压突波，在关闭期间可能会对MOSFET造成损害。此电压突波必须受到抑制。因此必须使用缓冲电路来防止MOSFET发生故障。
因此：
Lleak为初级电感漏感。
缓冲电路的最大功耗可表示为：
最大功耗为：
其中Vc=Vsn=Vf+Vlr
因此，可算出电阻值Rsn：
缓冲电路的最大涟波电压可用下列公式求得：
缓冲电容的结果值越大，电压涟波越低，但功耗会增加。因此，选择适当的值很重要。一般而言，依照合理的估算，可决定缓冲电路的突波电压为返驰电压Vf的1.5倍，而涟波电压△vc 为50V.因此，缓冲电阻和电容可用下列方程求得：
式中Lleak为初级电感漏感，取值15uH。
其中，最小工作周期可用下列公式求得：
4.检测电阻
图六 检测电阻电路
CSC6562A的CS管脚在瞬态期间或过载的情况下，会限制峰值电流并保护MOSFET.通常在合理的情况下，会限制为切换峰值电流的1.5倍。切换峰值电流的限制位准和检测电阻可用下列公式求得：
5.次级反馈
LED照明的电源供应器必须是以恒定电流（CC）模式来控制。
次级恒流采样
A433是三端可编程并联稳压二极管，通过2个外部的电阻可从VERF编程至36V.灌电流能力1mA~50mA,采用低压基准196mV.可靠的全范围温度系数。
其应用优点：1.元器件个数少，电路更优化
2.焊接成本低
3.不需要大功率采样电阻
4.恒流精度更易控制
5.配合优良变压器，电路整体效率提高
实验结果
为验证本技术应用文件中的设计指南的有效性，建立实物测试。
图七：基于CSC6562A+A433的18W应用电路图
表二：基于CSC6562A+A433的18W（45V,400MA）应用方案实测数据
本文小结
针对LED市场的日益发展，对驱动电源的更高要求。CSC6562A以全新的设计理念，具备全电压输入，低反馈电压，高PFC,宽输出电压电流范围，高输出功率，高效率，设计灵活，优异的热管理，高可靠性，容易获得EMI/安规的认证的全面设计特点，更适用于LED照明驱动电源的应用。
